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傳統的電源設計方法過多地強調對輸出電容的選擇和布局，以滿足嚴格的紋波和噪聲要求。客戶愿意為高性能部件花錢，但從目前來看，總是被忽略的輸入電容對于降壓轉換器設計的成功來說更為重要。其高頻特性和布局將決定設計是否成功。事實上，設計人員在選擇和布局輸出電容時有很大的自由度。即便是為了滿足輸出噪聲要求，選擇和布局輸入電容也很重要。

輸入電容的相關應力比輸出電容要大，這主要表現在兩個方面：輸入電容會承受更高的電流變化率，其布局和選擇對限制主開關電壓應力以及限制進入系統的噪聲至關重要；另外，其更高的均方根(RMS)電流應力和潛在的組件發熱使得這種選擇對整體可靠性而言尤為關鍵。

電流的快速變化率

應力的第一個方面是快速電流變化率，即dI/dT，其表現為所有內部或雜散電感的電壓。這會給輸入電容供電運行的開關或鉗位二極管帶來過電壓應力，并將高頻噪聲輻射到系統中。

高側降壓開關關閉時電流為零，開啟時為滿負載電流。輸入電容會承受一個從零到滿負載的方波電流。現代MOSFET以及隨后旁路電容中的電流上升時間，均為5ns數量級。這種快速的電流變化率(dI/dT)，乘以總雜散電感(L)，在降壓開關上形成電壓尖峰。另一方面，輸出電容承受的電流波形，經輸出扼流圈平流并受扼流圈峰至峰電流限制。一般而言，輸出扼流圈紋波電流被設計限定到滿負載電流的40%或更小電流。

就500kHz、10%占空比下運行的降壓轉換器而言，其意味著40%負載電流的上升時間為200ns。也就是說，5ns上升100%與200ns?上升40%相比，電流變化率高100?倍；就給定電感的電壓而言，情況也是如此。對一些高占空比或低輸出扼流圈紋波電流的設計來說，這種比率遠不止100倍。

電容中的RMS電流

應力的第二個方面是RMS電流。該電流值平方后并乘以相關電容的等效串聯電阻(ESR)后得出的結果，是熱量。過熱會縮短組件壽命，甚至引發災難性的故障。

輸?入電容的RMS電流，等于負載電流去乘(D*(1-D))的平方根，其中D為降壓開關的占空比。就5V輸入和1.2V?輸出而言，D約為1/4，而RMS電流為43%輸出電流。在同步整流的12V輸入和1V輸出情況下，D約為1/10，而RMS電流為輸出電流的30%。另一方面，輸出電容電流(鋸齒形)的RMS電流，等于電感的峰至峰紋波電流除以√12。對于一種40%負載電流電感峰至峰紋波電流的降壓設計來說，輸出電容的RMS電流只是輸出電流的12%，即比輸入電容電流小?2.5倍。

電容電感和ESR

表面貼裝陶瓷電容的一般封裝尺寸從0603到1210(公制尺寸1608到3225)不等。通過?AVX?應用手冊，我們知道電感一般大約為1nH。就一般2917(公制尺寸7343)封裝尺寸的芯片型鉭電容和電解質電容而言，電感約為4到7?nH。其中，導線尺寸起了很重要的作用。

1210封裝尺寸、6.3V到16V額定電壓陶瓷電容的ESR約為1到2?mΩ。芯片型鉭電容具有一個50到150mΩ的典型ESR范圍。這就決定了防止過熱的最大允許RMS電流。盡管1210封裝尺寸的陶瓷電容可應對3A?RMS，但是最佳鉭電容尺寸1210只能處理0.5?A的電流，而更大的2917尺寸則可以處理約1.7A的電流。最近，一種多陽極鉭電容已開始供貨，其電感和電阻降低了一半。

圖1

設計考慮

設計實例(請參見圖1)所示電路，是一個6A電流下?1.2V到12V輸入電壓的電路。它使用一個運行在300kHz的控制器(TPS40190)。用戶優先考慮的，是低成本和簡單的材料清單(BOM)。輸入和輸出電容的給定標準，為1210封裝的22μF、16V陶瓷電容。這些電容可以處理3A?RMS，并且發熱最小。就輸入電容而言，用戶一般不關注電壓紋波，而只關心電流是否過高。輸入電壓達到5V最小值，而且占空比為Vout/Vin或?0.25時，最壞情況發生。RMS電流為Iout×√(D×?(1-D))或2.6?A。

圖2

設計時，輸出紋波電壓定在20mV峰至峰(pp)以下。輸出電感值選定為2.2μH，從而將峰至峰紋波電流限定為1.8A，也即滿負載的30%。針對低ESR和電感輸出電容的輸出紋波電壓(Vpp)為峰至峰電流(Ipp)除以輸出電容(Cout)和2π以及開關頻率(F)三者的乘積，即Vpp?=?Ipp/(2π×F×Cout)。假設一個Vout正常值?80%的電容占20%的容差，則需要三個電容。

圖3

測試重點與討論

峰值–峰值輸入紋波電壓約為200mV(參見?圖3)，比輸出紋波電壓(參見圖2)大10?倍。如果使用三個輸入電容而非一個，則輸入紋波電壓仍然比輸出紋波電壓大3?倍以上。一些客戶要求嚴格地將輸入紋波電壓控制在100mV以下，由于系統噪聲問題，會要求使用三個輸入電容。另外，相比近正弦波輸出紋波，輸入電壓波形具有更多鋸齒形。因此，其高頻諧波更多。由于紋波要求一般以20MHz帶寬測量設置作為標準，所以并不能看見全部的電容雜散電感影響。

主電源開關影響

使用一個470μF鋁電解質電容替代22μF陶瓷輸入電容后，圖1所示Q4上的峰值電壓應力會從26V增加到29V，正好低于其?30V額定值。另外，轉換器的效率會從85.4%降至83.1%，這是因為額外的234mW輸入電容ESR損耗。使用一個單22μF?陶瓷電容，但同時電源開關的距離增加0.5英寸(1.2厘米)，這時我們看到峰值開關電壓出現相同上升，而效率并未下降。

在不同客戶的類似?設計上，我們看到輸出上存在巨大的噪聲峰值(高達80mV)。貼近主開關添加一個22μF電容可消除這些峰值。

布局指南

圖4?顯示了一個接近最佳化的布局實例，其中，輸入旁路電容C1和C2(均為?1206尺寸)橋接高側Q1漏極和低側Q2源(均為大金屬漏極焊盤SO-8尺寸)。

圖4

將低電感旁路電容鄰近主降壓電源開關(非同步轉換器時為開關和鉗位二極管)?放置非常關鍵，其目的是為了減少組件應力和高頻噪聲。表面貼裝陶瓷電容最符合這種要求。相比輸入電容，輸出電容及其串聯電感的確切位置并不那么重要。升壓轉換器中，輸入和輸出電容的作用相反，這是因為輸出電容中輸入電流和大開關電流的電感平流。